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随着无人机技术不断发展，无人机作为一种无人驾驶飞行器，具有高度自主性、多功能性、灵活操作性、可重复利用性[1-3]。无人机已广泛应用在农业植保、电力巡检、航拍测绘、物流、救灾、军事安全等领域[4]，具有很好的环境适应能力和灵活性，能够很大程度降低人工成本，甚至在某些特殊领域可以降低人员伤亡率。无线充电方式同传统有线充电方式相比具有电气隔离安全性、非接触式充电便捷性和对恶劣环境良好的适应性等诸多无法取代的优越性，使无人机能够获得更高效、更安全的飞行体验[5-7]。然而无人机的续航能力限制了此技术的进一步发展，无人机大多数是将电池作为动力载体，它的发展被电池的蓄电能力与体积重量限制[8-10]，所以发展新型无人机供能方式正成为当前研究热点。
此外为延长电池的使用寿命，一般采用先恒流再恒压的两阶段充电方式。文献[11]设计了以LCC-S/CLC补偿式谐振拓扑的WPT系统，通过两开关频率点的切换即可实现恒流恒压充电模式的转变。但此方法将会降低系统传输效率并增加设计难度。文献[12-15]通过原副边闭环控制实现恒流/恒压输出切换，如控制逆变器移相角或在逆变器前加入Boost电路等。
基于上述挑战，文章提出了一种以单个开关管实现高频逆变器且具有恒压/恒流切换能力的磁耦合无线电能传输系统。仅利用副边结构的切换避免了使用通信对原边与副边进行闭环控制的电路复杂度，优点在于实现了无人机无线充电体积更小，功率密度更高。
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图1为所提WPT系统的原理图，主要包括单管LC逆变电路、原边补偿网络、耦合机构、副边补偿网络以及滤波整流电路5个部分组成。
Figure 1. Topology of UAV wireless power transmission system based on single-transistor inverter
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图2为单管高频逆变等效电路图。为进一步分析单管LC逆变电路的输出特性，图2(a)逆变电感Lx与等效负载Zeq并联等效为图2(b)中的等效电Leq与等效电阻Req。
Figure 2. Single-transistor inverter circuit and its equivalent circuit
在开关管Q导通时，电源电压，等效电感Leq，等效电阻Req以及开关管Q构成电流回路。此时状态方程为：
$$ \left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {{u_{\mathrm{c}}} = {V_{{\mathrm{in}}}}} \\ {{i_{\mathrm{L}}} = \dfrac{{{V_{{\mathrm{in}}}}}}{{{R_{{\mathrm{eq}}}}}}\left( {1 - {{\mathrm{e}}^{ - \tfrac{{{R_{{\mathrm{eq}}}}}}{{{L_{{\mathrm{eq}}}}}}t}}} \right)} \end{array}} \right. $$ (1) 当开关管Q关断时，逆变电容Cx与等效电感Leq，等效负载Req发生二阶电路零输入响应，此时状态方程为：
$$ \left\{ {\begin{split}& {{u_{\mathrm{c}}} = \dfrac{{{V_{{\mathrm{in}}}} \cdot {\omega _0}}}{\omega }{{\mathrm{e}}^{ - \delta t}}\sin \left( {\omega t + \beta } \right)} \\ & {{i_{\mathrm{L}}} = \dfrac{{{V_{{\mathrm{in}}}}}}{{\omega {L_{{\mathrm{eq}}}}}}{{\mathrm{e}}^{ - \delta t}}\sin \left( {\omega t} \right)} \end{split}} \right. $$ (2) 在下一个开关管导通前，等效电感Leq，反向流过开关管Q的体二极管续流，状态方程为：
$$ \left\{ \begin{gathered} {I_{{\mathrm{leq}}}}{R_{{\mathrm{eq}}}} + {L_{{\mathrm{eq}}}}\dfrac{{{\mathrm{d}}{i_{{\mathrm{leq}}}}}}{{{\mathrm{d}}t}} = {V_{{\mathrm{in}}}} \\ {u_{\mathrm{c}}} = {V_{{\text{in}}}} \\ \end{gathered} \right. $$ (3) 为保证出现软开关特性，实现临界ZVS，意味着在体二极管续流阶段，等效电感Leq恰好完成一次电感的完全放电[16]。逆变电容Cx和逆变电感Lx的关系如下：
$$ \left\{ {\begin{split}& {\dfrac{{{T_{\mathrm{s}}}}}{2}\sqrt {\dfrac{1}{{{L_{{\mathrm{eq}}}}{C_{\mathrm{x}}}}} - {{\left( {\dfrac{{{R_{{\mathrm{eq}}}}}}{{{L_{{\mathrm{eq}}}}}}} \right)}^2}} + {{\cos }^{ - 1}}\left( {\dfrac{{{R_{{\mathrm{eq}}}}\sqrt {{L_{{\mathrm{eq}}}}{C_{\mathrm{x}}}} }}{{2{L_{{\mathrm{eq}}}}}}} \right) = \pi } \\& {{R_{{\mathrm{eq}}}} = \dfrac{{{L_{\mathrm{x}}}Z_{{\mathrm{eq}}}^2}}{{Z_{{\mathrm{eq}}}^2 - L_{\mathrm{x}}^2}},\;\;{L_{{\mathrm{eq}}}} = - \dfrac{{{Z_{\mathrm{x}}}L_{{\mathrm{eq}}}^2}}{{Z_{{\mathrm{eq}}}^2 - L_{\mathrm{x}}^2}}} \end{split}} \right. $$ (4) -
主电路等效电路如图3所示，Uin和Uo分别是图1中Uab和Ucd的基波有效值Ls和Lp分别是耦合机构的原、副边自感，M是耦合机构的互感，RL是整流滤波电路和负载的等效电阻。
Figure 3. LCC-S compensation network equivalent circuit diagram
对图3中电路列写KVL方程，可得：
$$ \left\{ {\begin{split}& {{U_{{\mathrm{in}}}} = {I_1}\left( {j\omega {L_{\mathrm{R}}} + \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{R}}}}}} \right) - {I_{\mathrm{P}}}\dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{R}}}}}} \\ & 0 = \left( {j\omega {L_{\mathrm{P}}} + \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{P}}}}} + {X_{\mathrm{C}}} + {R_{\mathrm{P}}}} \right){I_{\mathrm{P}}} - j\omega M{I_{\mathrm{S}}} - {I_1}\dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{R}}}}} \\& 0 = \left( {j\omega {L_{\mathrm{S}}} + \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{S}}}}} + {R_{\mathrm{L}}} + {R_{\mathrm{S}}}} \right){I_{\mathrm{P}}} - j\omega M{I_{\mathrm{P}}} \end{split}} \right. $$ (5) 图3中各补偿参数调谐方法如下：
$$ \left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {\dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{R}}}}} + j\omega {L_{\mathrm{R}}} = 0} \\ \begin{gathered} j\omega {L_{\mathrm{P}}} + \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{R}}}}} + \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{P}}}}} = 0 \\ \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{S}}}}} + j\omega {L_{\mathrm{S}}} = 0 \\ \end{gathered} \end{array}} \right. $$ (6) 将式（7）代入式（6），电路中相应的电流向量可进一步简化为：
$$ \left\{ \begin{split}& {I_{\mathrm{S}}} = \dfrac{{[{R_{\mathrm{P}}}({R_{\mathrm{L}}} + {R_{\mathrm{S}}}) + {\omega ^2}{M^2}]{U_{{\mathrm{in}}}}}}{{{\omega ^2}{L_{\mathrm{R}}}^2({R_{\mathrm{L}}} + {R_{\mathrm{S}}})}} \\& {I_{\mathrm{P}}} = \dfrac{{{U_{{\mathrm{in}}}}M}}{{{L_{\mathrm{P}}}({R_{\mathrm{L}}} + {R_{\mathrm{S}}})}} \end{split} \right. $$ (7) 从式（6）中可以看出，系统可以实现恒压模式的以及ZPA的运行条件。
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恒流模式时，系统的等效电路图如图4所示，恒流模式下所提系统为LCC-CLC拓扑的WPT系统。
Figure 4. LCC-CLC compensation network equivalent circuit diagram
与恒压模式分析方法相同，其补偿参数调谐方法如下：
$$ \left\{ {\begin{array}{*{20}{l}} {\dfrac{1}{{j\omega {C_4}}} + j\omega {L_{\mathrm{a}}} = 0} \\ \begin{gathered} j\omega {L_{\mathrm{S}}} + \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{S}}}}} + j\omega {L_{\mathrm{a}}} = 0 \\ \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{R}}}}} + j\omega {L_{\mathrm{R}}} = 0 \\ j\omega {L_{\mathrm{P}}} + \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{R}}}}} + \dfrac{1}{{j\omega {C_{\mathrm{P}}}}} = 0 \\ \end{gathered} \end{array}} \right. $$ (8) 其中电路中相应的电流向量可表示为：
$$ \left\{ {\begin{split}& {{I_1} = \dfrac{{{U_{{\mathrm{in}}}}{\omega ^2}{M^2}{C_{\mathrm{R}}}^2{R_{\mathrm{E}}}}}{{{L_{\mathrm{a}}}^2}}} \\ & {{I_{\text{o}}} = \dfrac{{{U_{{\mathrm{in}}}}\omega M{C_{\mathrm{R}}}}}{{{L_{\mathrm{a}}}}}} \end{split}} \right. $$ (9) 从式（9）可看出恒流模式下ZPA的运行条件。
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由1.2.1和1.2.2节的分析可知，基于LCC-S/CLC的WPT系统从恒流向恒压模式的切换需要通过开关实现副边补偿拓扑的切换。在进行补偿拓扑的切换时，需保证电池在充电模式之间能够平滑过渡，即电池充电模式从恒流到恒压的切换过程中负载的输出功率不能发生剧烈的跳变。因此，需对恒流向恒压切换时的切换条件进行分析。
$$ \left\{ {\begin{split}& {{P_{{\mathrm{out}} - {\mathrm{CV}}}} = \dfrac{{V_{{\mathrm{out}}}^2}}{{{R_{{\mathrm{eq}}}}}} = \dfrac{{{M^2}V_{{\mathrm{ab}}}^2}}{{{R_{{\mathrm{eq}}}}L_1^2}}} \\& {{P_{{\mathrm{out}} -{\mathrm{ CC}}}} = I_{{\mathrm{out}}}^2 \cdot {R_{{\mathrm{eq}}}} = \dfrac{{{\omega ^2}{M^2}C_1^2V_{{\mathrm{ab}}}^2{R_{{\mathrm{eq}}}}}}{{L_{\mathrm{a}}^2}}} \end{split}} \right. $$ (10) 进而当Pout−CC与Pout−CV达到相等时，即可说明此时负载为恒流向恒压切换的最优负载点。
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根据图3得出效率表达式为：
$$ \eta = \dfrac{{{\omega ^2}{M^2}{R_{\mathrm{L}}}}}{{[{R_{_{\mathrm{P}}}}({R_{\mathrm{L}}} + {R_{\mathrm{S}}}) + {\omega ^2}{M^2}]({R_{\mathrm{L}}} + {R_{\mathrm{S}}})}} $$ (11) 根据式（9），求得最优效率互感值表达式为：
$$ {M_{\max }} = \sqrt[4]{{\dfrac{{{\omega ^2}{R_{\mathrm{P}}}{R_{\mathrm{S}}}{L_1}^2}}{{({R_{\mathrm{P}}} + {R_{\mathrm{L}}})}}}} $$ (12) 为增强线圈耦合强度，以更少的二次侧线圈匝数实现最优效率互感值[17]。本文利用原边线圈结合铁氧体的设计，加入非金属磁场材料（MnZn铁氧体）可以改善磁场分布情况，收拢磁感线在线圈中间，从而使得减小线圈匝数，实现线圈小型化设计，铁氧体相关参数如表1所示。
属性 数值 相对介电常数 40 相对磁导率 3000 电导率/(S·m−1) 1/300 Table 1. Selected ferrite-related parameters
根据式（10），求得最优效率互感值为37.343 μH。利用COMSOL仿真软件，建立如图5所示的耦合线圈机构模型。
Figure 5. Circular coupling-coil mechanism model
如图6所示为耦合机构原边侧与副边侧的磁感应分布图，图6(a)与图6(c)分别是加入铁氧体前后的发射侧磁场线分布图，从图6(b)与图6(d)分别可以看出加入铁氧体前后接收侧磁场线分布图。在发射端加铁氧体板后，磁感线确实收拢，更加聚集在线圈中间，验证了铁氧体确实可以改善线圈间磁场分布，有助于实现接收端线圈小型化设计。此时，在发射端加铁氧体板与发射端线圈匝数不变的情况下，对比之前不加铁氧体时最优互感值的接收端线圈，加铁氧体后取最优互感值的接收端线圈匝数减少了5匝，匝数总体减少了25%，减少的利兹线长度为3.8 m，如表2所示。由此可见，接收端加铁氧体的方法，使得接收端线圈小型化效果很明显。
Figure 6. Circular coupling coil mechanism with ferrite plate before and after
参数 加入前的值 参数 加入后的值 自感/µH 76.33 自感/µH 45.66 匝数 18 匝数 15 互感/µH 33.34 互感/µH 33.34 Table 2. Self- inductance and mutual inductance values of the receiving end coils with different turns when a ferrite plate is added at the transmitter end
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本文中，耦合器选用圆形线圈，设计接收线圈尺寸为半径R=110 mm（15匝），发射线圈尺寸为半径R=152 mm （18匝），利用COMSOL仿真软件得到收、发侧线圈的自感Ls和Lp及其互感M。再根据式（7）计算出系统中各个补偿元件的参数，具体如表3所示。得到满足此WPT系统在满足ZPA的条件下实现恒压的输出。
参数 值 一次侧电路参数 LR补偿电感/μH 33.43 CR并联补偿电容/nF 75.77 CP串联补偿电容/nF 22.6 LP原边线圈自感/μH 112 M互感/μH 36.48 二次侧电路参数 CS串联补偿电容/nF 126.65 LS副边线圈自感/µH 20 C4串联补偿电容/nF 16.67 C3串联补偿电容/nF 132 La并联补偿电感/µH 20 Table 3. Circuit parameter design
基于式（1）、式（2）和式（5）对单管LC逆变电路中的逆变电容Cx与逆变电感Lx的分析。由图7(a)可以看出：当逆变电感设置为4 μH时，此时系统具有较小的电流应力值。图7(b)对系统ZVS的状态展开了分析。因此，逆变电容Cx在350 nF时可以实现临界ZVS。
Figure 7. Parameter design based on the single transistor inverter circuit
综上，系统的参数以及逆变电路的设置如表4所示。N1为发射线圈的匝数，N2为接收线圈的匝数，M2为接收线圈的重量，S2为接收线圈的面积，d为传输距离，k为线圈间的耦合系数。
参数 设计值 参数 设计值 Vin/V 25 N1 18 fs/kHz 100 N2 15 Vout/V 20～25 M2/g 102 Pout/W 100 R/mm 110/152 Lx/μH 4 d/cm 4 Cx/nF 300 k 0.25～0.35 Table 4. Parameters of the system and the inverter circuit specification
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为验证本文所提拓扑结构的可行性以及电路优化理论的正确性。依据表3及表4参数，构建了一个功率等级为100 W的样机，如图8所示。
Figure 8. Experimental platform
首先，基于开关Q导通时的ZVS特性需要被验证。通过其开关管的门极导通电压和漏源极电压波形如图9所示。当开关管导通前，其漏源极电压Vds已经降为0。因此，实现了开关管的零电压开通过程，避免了开关损耗，提升了系统的传输效率。
Figure 9. Drain and source voltage
在实现高频逆变后，能量需要经过补偿网络实现0相位角（Zero Phase Angle，ZPA）传输。此时，系统的无功功率含量为0，系统具有最高的效率。图10(a)与图10(b)为系统的一次侧及二次侧的电压和电流，在恒压电路以及恒流电路中，vab和iab相位相同，vcd和icd相位相同，这意味着系统实现了ZPA传输[18-22]。因此，本文所提的电路参数设计方法的正确性得到了验证。
Figure 10. Primary side and secondary side voltage and current
系统的恒压特性以及恒流特性也需要被验证。在图11中，负载功率为100 W，输出电压为22 V。当负载电阻由5 Ω突变为7 Ω时，输出电压几乎不发生改变。这意味着本文所提的系统具备恒压特性。图11为系统恒流输出波形。负载功率为100 W，输出电流为5 A，当负载由4 Ω突变为7 Ω时，输出电流保持稳定。这意味着本文所提系统具备恒流特性。同时，在额定负载的条件下，对系统的效率进行了测量。可知：当系统处于恒流状态时，电路效率峰值为87.5%。系统处于恒压状态时，效率峰值为92%。这意味这系统具有较高的效率值。单个晶体管以及ZVS的实现为系统高效率提供了条件。
Figure 11. Constant voltage/constant current output characteristics
最后，本文对恒流输出切换至恒压输出进行了验证。图12为系统由恒流状态切换为恒压状态时的实验波形。当系统的运行状态被切换时，系统的输出功率由44 W突变为40 W，切换过程没有影响系统的稳定，且系统的输出效率峰值基本维持在92%。
Figure 12. Constant voltage constant current output switching
综上所述，实验的结果与仿真结果基本保持一致。实验结果论证了本文所提基于单管逆变下恒流恒压输出的无线电能传输系统的可行性。
同时，表5显示了利用闭环控制以及频率切换方法对CC/CV模式进行切换的无线电能传输系统[23-25]。结果表明，本文所提出的副边拓扑改变对CC/CV模式进行切换的方法在基本相同的功率等级下具有更好的传输效率。因此，采用开环控制以及副边拓扑切换更具有简单高效性。
Table 5. A comparison of various wireless charging systems with CC/ CV capability for UAV
如图13所示，本论文中无人机无线充电平台可结合太阳能板以及太阳能发电系统实现户外自主电能的传输与供给，是能够实现光储荷一体化的无线充电平台。
Figure 13. Integrated wireless charging platform for photovoltaic power generation
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本文提出了一种可实现恒流/恒压输出切换的拓扑结构，适用于中小型无人机电池的恒流和恒压两阶段充电。相比于频率切换以及闭环控制这两种方法，拓扑结构切换的理论分析更加简洁，电路的状态也更加稳定。本文中所提出的拓扑结构仅需单个开关管动作即可实现恒流充电状态到恒压充电状态的过渡转变，降低了无线充电系统的成本和体积，推动了无人机无线充电的应用。该系统的恒流和恒压两阶段的工作模式下均运行于ZPA工作状态，改善了系统的传输效率。本文搭建了100 W实验平台，系统的输出效率峰值基本维持在92%。实验证明，该系统从恒流输出状态到恒压输出状态，不存在较大电压波动和电流波动，体现了系统的稳定性。因此，本文所提系统能够基本满足实际充电场景中的需求，并且设计理论对无人机供电系统的安全化及智能化具有一定的促进作用。
Strongly Coupled Platform Wireless Power Transmission Method for UAV
doi: 10.16516/j.ceec.2024-281
- Received Date: 2024-08-22
- Rev Recd Date: 2024-09-28
- Available Online: 2025-03-26
- Publish Date: 2025-03-30
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Key words:
- UAV /
- wireless power transmission /
- magnetic coupling resonant /
- single-transistor inverter /
- LCC-S/CLC compensation
Abstract:
| Citation: | ZHAO Hang, JIA Jing, YANG Zhe, et al. Strongly coupled platform wireless power transmission method for UAV [J]. Southern energy construction, 2025, 12(2): 158-168 doi: 10.16516/j.ceec.2024-281
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